調制是為了傳送信息(如在電報、電話、無線電廣播或電視中)而對周期性或斷續(xù)變化的載波或信號的某種特征(如振幅、頻率或相位)所作的變更。下面小編給大家分享一些模擬調制技術論文，大家快來跟小編一起欣賞吧。

　　模擬調制技術論文篇一

　　基于DDS幅相調制的多點目標回波模擬技術

　　摘 要： 基于單片DDS器件AD9910，設計并實現(xiàn)了多目標雷達回波模擬器。討論了LFM多目標回波信號的特征，并結合AD9910器件功能，提出了采用DDS頻率掃描模式產(chǎn)生LFM信號，同時通過DDS并行數(shù)據(jù)端口輸入幅相調制信息，模擬產(chǎn)生多目標LFM回波。經(jīng)過對仿真和實測數(shù)據(jù)的分析，驗證了方法的有效性。所提方法設計簡單，信號質量良好，不增加額外硬件即可實現(xiàn)多點目標模擬功能，在雷達系統(tǒng)調試方面具有重要的應用價值。

　　關鍵詞： DDS; 多目標; LFM; 頻率掃描模式

　　中圖分類號： TN957.51?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X(2013)19?0020?04

　　0 引 言

　　由于DDS[1]具有信號模式控制靈活、輸出帶寬大、頻率轉換速度快、重復性好等突出優(yōu)點[2]，在現(xiàn)代雷達技術領域應用非常廣泛。寬帶線性調頻信號的產(chǎn)生是其在雷達系統(tǒng)中的一種典型應用。

　　隨著雷達系統(tǒng)功能的日趨多功能化和復雜化，工程師在雷達系統(tǒng)調試方面面臨巨大的挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)的通用測量儀器已經(jīng)滿足不了諸如SAR等復雜成像雷達系統(tǒng)的調試需求。在此背景下，回波模擬器應運而生，其中，寬帶線性調頻信號(LFM)體制雷達的復雜目標回波模擬器就是一類典型應用。

　　本文研究了以單片DDS器件來產(chǎn)生多點目標LFM回波的方法。此方法基于DDS的頻率掃描模式，同時利用其可輸入的相位調制和外部控制幅度調制功能。本文在分析利用單片DDS產(chǎn)生多目標回波機理的同時，進行了仿真和實驗驗證，所提方法具有設計簡單、易實現(xiàn)等特點，彌補了以往DDS芯片“搭積木”[3]式多點目標模擬器結構復雜、功耗高的不足。

　　1 DDS基本原理

　　簡單來說，DDS的原理就是根據(jù)相位值直接查表，從而得到對應的數(shù)字波形幅值，經(jīng)DAC后轉變成模擬信號。DDS主要由相位累加器、波形存儲器和數(shù)模轉換器組成。相位累加器是在頻率調諧字的作用下，實現(xiàn)相位的逐級累加;當相位累加器產(chǎn)生一次2π溢出時，即完成一個周期性的波形產(chǎn)生。波形存儲器中存儲了一個周期的波形幅度值，完成信號的相位到幅度的轉化。從理論上講，波形存儲器可以存儲周期性的任意波形[4?5]。D/A轉換器的作用是把已合成波形的數(shù)字量轉換成模擬信號。DDS信號產(chǎn)生過程主要包含[6?7]：

　　(1)以頻率控制字和系統(tǒng)時鐘，產(chǎn)生量化的相位序列。此過程一般由相位累加器實現(xiàn)。

　　(2)從離散量化的相位序列產(chǎn)生對應的離散余弦信號幅度序列，此過程由波形存儲器尋址完成。

　　圖1是DDS的結構簡圖。圖中，F(xiàn)TW(Frequency Tuning Word)、POW(Phase Offset Word)、ASF(Amplitude Scale Factor)、[fc]分別為DDS的頻率調諧字、相位偏移字、振幅比例因子和工作時鐘頻率。相位累加器將FTW與上一時鐘周期的相位累加，并與POW相加。同時相位累加器的累加值反饋到相位累加器輸入端，作為下一周期的初值。然后，DDS根據(jù)累加值與POW的和作為波形存儲器的地址進行尋址，從而獲得相對應的波形幅度值。該幅度值與幅度控制字ASF相乘后，得到最終輸出的波形幅度。該數(shù)字量經(jīng)D/A轉換器后即可得到所需波形。

　　由DDS的工作過程可知，DDS每個時鐘的相位增量由相位偏移字POW和頻率調諧字FTW共同確定。即FTW和POW共同決定輸出信號的頻率。另外，還可以通過控制POW，實現(xiàn)DDS輸出相位增量的變化，從而實現(xiàn)相位調制功能。再者，通過調節(jié)ASF，還可以實現(xiàn)幅度調制功能。

　　在DDS芯片中，有專用的頻率掃描模式用于產(chǎn)生LFM信號。在該工作模式下，只需設置對應的DDS的工作參數(shù)，DDS芯片內部的數(shù)字斜坡發(fā)生器(Digital Ramp Generator，DRG)就會產(chǎn)生相應調制參數(shù)，控制DDS輸出LFM信號。

　　而且，DDS芯片還有一種并行數(shù)據(jù)工作模式，在該工作模式下，控制參數(shù)直接由多位并行數(shù)據(jù)端口輸入，方便用戶控制輸出信號的調制信息。但是在此模式下，并行端口數(shù)據(jù)的時鐘頻率較DDS的系統(tǒng)工作時鐘低得多。另外，還可以通過設置DDS內部的ASF寄存器和外部控制管腳OSK實現(xiàn)幅度調制功能。頻率掃描模式、并行數(shù)據(jù)工作模式和幅度調制功能可以同時工作，這為產(chǎn)生復雜信號提供了可能。

　　2 多點目標LFM回波產(chǎn)生方法

　　2.1 多點目標LFM回波特征

　　單脈沖線性調頻脈沖信號的歸一化復數(shù)表達式可寫成[8]：

　　的點頻信號的疊加;即由式(7)可知：多目標回波是在原有線性調頻信號的基礎上，疊加了[N]個點頻信號的相位調制信息，并且該部分的信號帶寬受各個目標間的相對時延值的制約，當[Δti]之間的差值較小時，該相位調制部分是一個窄帶信號。

　　本文主要討論多點目標回波間有脈內重疊的情況，即目標之間相對延時較小，所以[i=1NΓi·rectt-ΔtiT?exp-jπBTtΔti]分量為低頻、窄帶信號。因此，此分量的調制信息能以很小的采樣率采樣并無失真的恢復，將此分量的采樣數(shù)據(jù)調制到LFM信號上即可得到多目標回波。

　　2.2 多目標回波DDS產(chǎn)生方法

　　由上一節(jié)的分析可知：多目標的LFM回波可以表示為一個LFM信號被一個窄帶信號所調制的形式。這樣，可以結合DDS的特點，以DDS頻率掃描模式產(chǎn)生[s∑(t)]中線性調頻信號，并控制POW，以并行數(shù)據(jù)端口模式形成窄帶相位調制信號，并以幅度調制功能去除多余時間段上的信號，從而形成多目標LFM回波。但是，針對多目標回波，相位調制端口的更新率要求較為復雜。這是由于式(7)中，相位調制項與線性調頻項是相乘的關系。因此較難在理論上確定該端口所需的更新率。但可以采用計算機仿真的手段，予以分析。本文即通過仿真論證來選取合適的端口更新率的。此外，調制信息的量化精度也會影響多目標回波產(chǎn)生的性能。較高的位寬當然可以改善所產(chǎn)生信號的性能，但是卻對DDS的內部存貯量提出了更高的要求。對此，本文也采用仿真驗證的方式，選擇合適的量化位數(shù)。 　　綜上所述，基于單片DDS產(chǎn)生多點目標回波的具體流程如下：

　　(1)在一定采樣率下，利用Matlab計算給定數(shù)目和延時的多目標回波，并對回波信號進行歸一化;

　　(2)提取回波信號的相位信息。將回波信號的相位與原LFM信號的相位相減、求模即可得到相位調制序列;

　　(3)將相位調制序列降采樣至并行端口模式的時鐘速率，并進行量化，形成并行數(shù)據(jù)端口輸入的POW數(shù)據(jù);

　　(4)設置DDS工作在所需參數(shù)的頻率掃描模式，并將量化后的幅度、相位序列等信息輸入給DDS，對DDS的輸出信號進行低通濾波處理。

　　2.3 仿真驗證

　　本節(jié)將從仿真的角度驗證上述方法的可行性。此外，通過仿真分析POW的時鐘速率和數(shù)據(jù)相位量化位數(shù)對信號模擬性能的影響，以選擇合適的并行端口時鐘速率和相位量化位數(shù)。

　　首先，驗證方法的可行性。仿真中采用的信號形式為中心頻率[f0]=60 MHz，帶寬[B]=20 MHz，時寬[T]=4 μs的LFM信號，采樣頻率為1 000 MHz，POW時鐘速率[fPOW]=125 MHz，相位量化[Q]位數(shù)為8 b，三點目標相對于發(fā)射信號的時延為1 μs，[43]μs，2 μs。

　　基于2.2節(jié)中描述的過程，將得到的量化后的相位序列，插值到采樣率為1 000 MHz的相位序列;然后，將其與起始頻率為50 MHz，調頻率為[5×1012 s-2]的線性調頻信號的相位序列求和，取模值，得到輸出信號的相位序列。最后，以相位序列和幅度序列合成余弦信號序列，并進行低通濾波處理，得到形成仿真回波。

　　同時，采用Matlab分別計算這三點目標回波并疊加(采樣頻率為1 000 MHz)，形成了理想的回波信號。圖2就是這兩組回波——理想回波與仿真回波的脈壓結果的比較圖。

　　實線、點線分別表示理想回波和仿真回波的脈沖壓縮結果?？梢钥闯?，兩組回波的脈沖壓縮結果在回波目標位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面一致性很好。良好的一致性說明了在滿足采樣定律的情況下，可以通過不同的采樣頻率分別將兩部分：線性調頻信號部分和相位調制部分分別采樣，而其脈壓結果不會受到影響。這進一步驗證了本文所提出的：以DDS的頻率掃描模式產(chǎn)生回波中LFM部分，以并行數(shù)據(jù)端口模式輸入相位調制信息產(chǎn)生多個點目標回波方法的有效性。

　　下面仿真研究不同POW更新速率對模擬結果的影響。其他仿真條件不變，POW更新速率分別取125 MHz(點線表示)和62.5 MHz(‘+’表示)。將這兩組數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結果與理想回波的進行對比，結果如圖3所示。

　　三組回波的脈沖壓縮結果在3個點目標回波的位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面基本一致。由此可知，在滿足采樣定律的情況下POW更新速率的提高對信號的仿真結果無較大影響;同時也間接說明此方法中對疊加的[N]個單頻信號的調制信息能以很小的采樣率采樣并無失真的恢復。可以這么理解，多點目標回波信號的高頻變化部分由DDS的頻率掃描模式實現(xiàn)，其采樣是基于相位量化機理來實現(xiàn)的;而附加的幅相調制信息帶寬較小，所需的采樣率(POW更新率)可以較低。

　　下面仿真研究數(shù)據(jù)量化位數(shù)對此方法性能的影響。其余仿真條件不變，POW更新速率取為125 MHz，將數(shù)據(jù)量化位數(shù)分別取為4 b(點線表示)和8 b(‘+’表示)的脈沖壓縮結果與理想回波(連續(xù)曲線表示)的進行對比，結果如圖4所示。

　　由圖4可以看出，三組信號的脈壓結果在目標位置和幅度方面基本一致;而在目標副瓣方面，數(shù)據(jù)量化位數(shù)為8 b的仿真數(shù)據(jù)的脈壓結果和理想回波的基本一致，而數(shù)據(jù)量化位數(shù)為4 b的與理想回波的有較大差距。由此得出結論，數(shù)據(jù)量化位數(shù)會嚴重影響此方法性能。

　　3 實驗驗證

　　在仿真驗證的基礎上，本文進一步通過實測驗證此方法的實際性能。本實驗中，選用DDS芯片為ANALOG DEVICES公司的 AD9910，該芯片的無雜散動態(tài)范圍可達80 dBc，相位噪聲達到140 dBc/Hz，工作時鐘頻率可以達到1 000 MHz，頻率分辨率可達到0.23 Hz，輸出信號頻率最高400 MHz，有4種工作模式，可以滿足實驗的需要，外部輸入的POW的速率[10]最大為250 MHz。

　　在實驗中，基本信號形式為載頻60 MHz、帶寬20 MHz、時寬4 μs、采樣率125 MHz、相位量化精度8 b的LFM信號。仿真3個點目標回波，其時延分別為0 μs，0.333 6 μs，0.533 6 μs(為簡化實驗，又不影響實驗結果，將目標回波的起始位置作為回波信號的零點)。實驗開始時，首先將經(jīng)量化后的幅度數(shù)據(jù)和相位序列作為原始數(shù)據(jù)輸入給AD9910芯片，并設置其頻率掃描模式的相關參數(shù)，使AD9910按文中所提的方法產(chǎn)生輸出信號。然后，用示波器記錄AD9910輸出的波形數(shù)據(jù)(采樣率1.25 GHz)。最后將AD9910輸出的多目標回波數(shù)據(jù)經(jīng)過脈沖壓縮的結果同理想仿真數(shù)據(jù)的做比較，實驗所得結果如圖5所示。

　　從圖5中可知，3個點目標回波仿真數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結果和實測數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結果在位置和幅度上基本保持一致，尤其在PSLR大于30 dB的區(qū)域，兩者具有良好的一致性。然而，從圖中也能看出，在PSLR小于30 dB的區(qū)域，兩者吻合程度并不好。實測數(shù)據(jù)往往具有較高的副瓣電平，這是由實際測試系統(tǒng)中的一些不理想因素造成的。但是，對于實際雷達調試而言，基本可以滿足使用要求。由此得到結論，本文提出的多目標回波仿真方法在一定誤差范圍內能很好地模擬原始信號，且性能優(yōu)良。

　　4 結 論

　　本文針對線性調頻脈沖體制信號，分析了多目標回波信號的幅度和相位特性，并提出一種基于DDS的頻率掃描模式產(chǎn)生LFM信號，并通過幅相調制引入多目標的幅度和相位信息的回波產(chǎn)生方法。仿真結果表明，此方法產(chǎn)生回波的脈沖壓縮結果和理想結果基本一致，有很好的目標檢測性能;說明此方法能夠很好地模擬LFM的多目標回波信號。同時，經(jīng)過實測驗證，本文提出的方法不僅能很好地完成預想功能，而且具有結構簡單，功耗低等優(yōu)勢，應用前景廣闊。 　　參考文獻

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　　[10] Analog Devices. AD9910 datasheet [EB/OL].[2007?05?13].

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