模數(shù)轉(zhuǎn)換相關學術論文(2)
模數(shù)轉(zhuǎn)換相關學術論文篇二
數(shù)字自動增益控制和模數(shù)轉(zhuǎn)換數(shù)值抖動研究
摘 要： 為了提高接收機的阻塞性能，設計一種數(shù)字式的自動增益控制電路，增益控制無需FPGA，DSP或微處理器通過查表的方式來實現(xiàn)，它通過直接使用模數(shù)轉(zhuǎn)換的數(shù)字輸出量來控制數(shù)字步進衰減器，這樣降低了系統(tǒng)的響應時間和電路的復雜度。提出了一種利用低精度器件實現(xiàn)高精度數(shù)字AGC的方法，并針對子單元中模數(shù)轉(zhuǎn)換的數(shù)值抖動設計了一種抖動消除電路，與其他方法相比，該設計電路實時性能更好。
關鍵詞： 數(shù)字自動增益控制; 模數(shù)轉(zhuǎn)換; 數(shù)值抖動; 數(shù)字輸出量
中圖分類號： TN702?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X(2013)15?0119?04
Study of digital automatic gain control and numerical jitter in analog?to?digital conversion
LIU Liang， CHEN Jing?pu
(Shenzhen SED Wireless Communication Technology Co.， Ltd.， Shenzhen 518028， China)
Abstract： In order to improve the blocking performance of receivers， a digital automatic gain control (AGC) circuit was designed. The gain control does not rely on the FPGA， DSP or micro?processor in the form of look?up table. It controls the digital step attenuator by digital output quantity of the ADC directly to decrease the response time and the circuit complexity of the system. A method to achieve high?precision AGC by means of low?precision device is proposed. A novel circuitry to deal with the numerical jitter during analog?to?digital conversion in the subelement. The circuit has better real?time performance than other methods.
Keywords： digital automatic gain control; analog?to?digital conversion; numerical jitter; digital output
0 引 言
在無線通信中，接收機的輸入信號由于受到通信信道，環(huán)境等因素影響隨時間變化很大。通常，弱信號時，需要低噪放大，放大電路的增益也要求比較高，而強信號時，要求接收機放大電路的增益比較低，以避免接收機飽和，因此，在接收機中需要一個子電路單元，能夠根據(jù)輸入信號的強弱來自動進行增益控制(AGC)，AGC電路是無線通信接收機中不可或缺的重要組成部分。
文獻[1?5]中提出了實現(xiàn)模擬AGC的方法，但是，和數(shù)字AGC相比，模擬AGC的可靠性，抗干擾能力，靈活性等性能要差一些。而在實現(xiàn)數(shù)字AGC的方法中，有些文獻通過查找增益表的方式來實現(xiàn)增益調(diào)節(jié)，其不同僅在于查表實現(xiàn)方式以及增益變化實現(xiàn)方式上[6?8]。有些需要比較電路和數(shù)控衰減控制電路來實現(xiàn)自動增益控制[9]。本文提出一種新的數(shù)字AGC電路，不通過查找增益表的方式來調(diào)節(jié)增益，而是根據(jù)ADC輸出數(shù)字信號來直接進行增益控制。因此，與其他的數(shù)字AGC方法相比，無需FPGA， DSP或其他微處理器，也無需比較電路和數(shù)控衰減控制電路。在實現(xiàn)數(shù)字AGC的原理中，通常都需要ADC芯片[6，8?10]，對于某些特定的輸入信號值，ADC的輸出數(shù)字信號將出現(xiàn)跳動[11?12]，而這樣的數(shù)值抖動對系統(tǒng)穩(wěn)定性有重要影響。本文設計了一種新的消除ADC數(shù)值抖動的電路。接收機的結構一般可以分為3種：超外差式接收機，零中頻接收機，低中頻接收機[13]。不管屬于哪種架構，對其增益控制可以在變頻前或者變頻后來進行控制，或者對兩者同時進行控制，無論屬于哪種情況，其原理是類似的，本文中僅以對變頻前的射頻增益控制為例進行闡述，其他的情形類推即可。另一方面，為了實現(xiàn)接收機寬的動態(tài)范圍，通常需要將AGC電路級聯(lián)。本文提出的AGC電路可以作為接收機的前端子模塊，結合接收機中其他的AGC電路，來提高整個接收機的動態(tài)范圍。
1 數(shù)字AGC設計
1.1 數(shù)字AGC原理
數(shù)字AGC的原理框圖如圖1所示，射頻輸入信號先通過帶通濾波器或聲表濾波器濾波，然后通過低噪聲放大器予以放大，要求低噪聲放大器的噪聲系數(shù)小，以保證系統(tǒng)的靈敏度，再經(jīng)過一個數(shù)字步進衰減器進行增益控制，其衰減量由耦合器，檢波器，ADC芯片，D觸發(fā)器共同組成的通路聯(lián)合控制。通常，數(shù)字步進衰減器的最大衰減量應小于前面的低噪聲放大器增益，以維持系統(tǒng)較好的靈敏度。最后，再接一級放大器和數(shù)字步進衰減器，以滿足系統(tǒng)動態(tài)范圍的要求。其中第二級放大器應該滿足[9][Pimax+G≤P-1]，來保證系統(tǒng)良好的線性度， 式中，[Pimax]為第二級放大器AMP的最大輸入信號電平，[G]為放大器AMP的增益，[P-1]為放大器AMP的1 dB壓縮點。第2級的數(shù)字步進衰減器和第1級數(shù)字步進衰減器都由同一個控制電路來控制，它們分別由ADC芯片輸出的低位和高位數(shù)字輸出信號來進行控制。根據(jù)實際系統(tǒng)動態(tài)范圍的要求，在框圖中，還可以再增加一級或多級放大器和衰減器。
圖1 數(shù)字AGC框圖
1.2 直接增益調(diào)節(jié)實現(xiàn)
圖1中系統(tǒng)總的輸出功率與檢波器的檢波截距，步進電壓，各級放大器的增益，耦合器的耦合度，ADC芯片的模數(shù)轉(zhuǎn)換閾值有關。一般而言，器件選定后，檢波器的檢波截距是確定的，而步進電壓可以調(diào)節(jié)，固定增益放大器增益是確定的，而耦合電路的耦合度比較容易調(diào)節(jié)，ADC芯片的模數(shù)轉(zhuǎn)換閾值也可以調(diào)節(jié)，通過這些可調(diào)量，可以實現(xiàn)當輸入信號大于某一設定電平時，則通過數(shù)字步進衰減器衰減來進行信號幅度調(diào)節(jié)，保證輸出信號的基本恒定，設圖1框圖中耦合器的耦合度為[C，]低噪放大器的增益為[G1，]第二級放大器AMP的增益為[G2，]對數(shù)檢波器的檢波截距為[Pzero，]對數(shù)檢波的斜率(檢波器1 dB輸入變化所對應的步進電壓)為[Ka，]ADC芯片模數(shù)轉(zhuǎn)換的閾值電壓為[Vs，]控制衰減器衰減1 dB所對應的模擬輸入變化步進值為[Kd，]數(shù)字步進衰減器的最大衰減值為[Amax，]則可以得出系統(tǒng)動態(tài)范圍由衰減器的衰減范圍決定，輸出信號[Pout]恒定為：
[Pout=Pzero+VsKa+G1+G2+C] (1)
此時的輸入信號范圍為：[Pzero+VsKa+C～Pzero+VsKa+][C+Amax。]而要保證輸出信號基本恒定，就需要數(shù)字步進衰減器的衰減值和輸入信號增大的值基本相等。也就是要求將[Ka]變換為[Kd，]在通常情況下，檢波器和ADC芯片選定后，上述的兩個值一般不相等，會成一定比例，可以在檢波器輸出和ADC芯片輸入之間加入圖2所示的比例電路來實現(xiàn)這一目的。圖中，檢波器的輸出經(jīng)過輸入電阻[R1]后接運算放大器的同相輸入端，[Rp]為平衡電阻，接運算放大器的同相輸入端，[R，][Rf]為反饋電阻，接運算放大器的反相輸入端，運算放大器的輸出接ADC芯片的輸入端。容易得到，ADC芯片的輸入電壓與檢波管的輸出電壓之間的比例系數(shù)為[RfR1，]其中的電阻平衡條件為[14]：
[KdKa=VoVi=RfR1] (2)
[1R1+1Rp=1R+1Rf] (3)
圖2 用于直接增益調(diào)節(jié)的子電路實現(xiàn)
當比例系數(shù)小于1時，則將反饋電阻[R]斷開，而[Rf，R1，Rp]的值由式(2)和式(3)確定;當比例系數(shù)大于1時，則將平衡電阻[Rp]斷開，而[R，Rf，R1]的阻值由式(2)和式(3)確定;當比例系數(shù)為1時，則將平衡電阻[Rp，]反饋電阻[R]斷開，同時將[Rf，R1]的阻值取為相同值，當然，這種條件下，可以直接將檢波管的模擬輸出作為ADC的輸入即可，無需進行模擬量的變換。對于特別簡單的情形，可以通過調(diào)節(jié)檢波管的電壓步進值，使得[Kd，][Ka]滿足關系式(2)?；蛘弋敊z波器的驅(qū)動電流很大時，通過在檢波管和ADC芯片輸入之間用串聯(lián)電阻分壓的方法來實現(xiàn)這一目的。
1.3 高精度增益調(diào)節(jié)實現(xiàn)
數(shù)字AGC的增益調(diào)節(jié)的精度取決于所選取的數(shù)字步進衰減器的最小步進值[d，]如果需要將其精度提高一倍，即精度變?yōu)閇d2，]則可以通過如圖3所示的框圖予以實現(xiàn)。
圖3 更高精度數(shù)字AGC實現(xiàn)框圖
比較圖1和圖3可以知道，其不同在于增加了一路控制信號，將放大的信號通過功分器分為兩路，用兩組衰減步進為[d]的數(shù)字步進衰減器進行控制，調(diào)節(jié)兩路耦合器的耦合度，使得檢波管輸出的檢波功率值相差0.5 LSB，從而使得兩條射頻通路不是同時衰減，而是隔0.5 LSB進行交替衰減。圖3中功分器功率比[a][∶]1由下式確定：
[10-d10?a+1a+1=10-d20] (4)
即：
[a=10d20] (5)
目前市場上的數(shù)字步進衰減值的衰減步進值一般最小為[d=]0.5 dB，如果用這樣的數(shù)字步進衰減器來實現(xiàn)圖3的框圖，精度可以達到0.25 dB，其中，功分器的功率分配比為[a=1.059][∶][1，]近似為3 dB功分器。對于實現(xiàn)更高精度的增益控制，可以將射頻通路分為更多通路。
1.4 模數(shù)轉(zhuǎn)換中的數(shù)值抖動問題
通過圖4所示的測試設備，對圖1所示的數(shù)字AGC板(圖4中DUT)進行測試，信號發(fā)生器產(chǎn)生900.01 MHz的非調(diào)制信號，數(shù)字AGC板的輸出接頻譜分析儀，可以發(fā)現(xiàn)，大多數(shù)情況下，它能夠?qū)崿F(xiàn)前述的數(shù)字AGC功能，數(shù)字AGC板的輸出頻譜正常，如圖5所示。然而，對于某些特定的輸入功率點，DUT使得輸入信號的頻譜惡化，如圖6所示。
圖4 AGC測試示意圖
圖5 正常條件下的數(shù)字AGC板的輸出頻譜
圖6 模數(shù)轉(zhuǎn)換數(shù)值抖動引起的頻譜惡化
理想ADC的傳輸函數(shù)如圖7所示[11]，從圖7可以看出，傳輸函數(shù)為階梯狀，模擬輸入每隔LSB會出現(xiàn)一個階梯，在每一個梯級中，相鄰的兩個數(shù)字輸出會對應同一個模擬輸入信號，即此時同一個模擬輸入對應兩個數(shù)字信號輸出。在測試數(shù)字AGC板的過程中，通過使用示波器測試頻譜惡化時ADC輸出的數(shù)字信號，可以發(fā)現(xiàn)：其數(shù)字信號隨時間確實在不斷跳變，即此時的模擬輸入信號確實處于臨界點，同時，進一步的測試可以發(fā)現(xiàn)，將輸入信號稍微增大或者減小一點，則不再出現(xiàn)上述的現(xiàn)象，這與圖7的傳輸函數(shù)是一致的。因此，可以斷定，在特定輸入功率點出現(xiàn)頻譜惡化現(xiàn)象是由于模擬輸入信號處于ADC時兩個輸出數(shù)字信號的跳變點，數(shù)字信號不斷跳變，引起衰減量不斷跳變 ，相當于對輸入信號進行了調(diào)幅。
圖7 理想ADC的傳輸函數(shù)
2 模數(shù)轉(zhuǎn)換數(shù)值抖動消除電路
2.1 數(shù)值抖動消除方法比較
為了解決前述的問題，方法之一是降低工作頻率，對于應用于GSM接收機中的情形，由于GSM的一個時隙只有576 μs，這會使得接收機AGC的實時性不夠。 方法之二是采用平均的方法，然而，它也會降低系統(tǒng)的實時性，因為，完全有可能出現(xiàn)這樣的情形，在取平均的時間內(nèi)，輸入信號確實發(fā)生了較大改變，需要接收機能夠?qū)崟r進行增益控制。此方法中，平均的時間或次數(shù)越多，誤判的概率也越大，同時，平均的次數(shù)又不能太少，否則不能完全避免上述頻譜惡化現(xiàn)象。采用軟件平均的方法，需要增加輸入輸出接口，同時還需要數(shù)據(jù)處理單元。文獻[12]提出的方法中，在開始運算時，先將計數(shù)器和[2a]位寄存器清零，其中[a]為模數(shù)轉(zhuǎn)換的輸出數(shù)字信號的位數(shù)。然后將模擬輸入量進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到[a]位輸出數(shù)字信號，將此數(shù)字信號與[2a]位寄存器內(nèi)的數(shù)值求和，并將計數(shù)器加1進行計數(shù)，重復上述過程，直到計數(shù)器計數(shù)為2a-1為止，取出寄存器的高[a]位數(shù)據(jù)作為模數(shù)轉(zhuǎn)換的有效值，并將寄存器和計數(shù)器清零，以進行下一次運算。從上述過程可以看出，實際上這是一種硬件實現(xiàn)平均的方法，因此，上述的方法也存在實時性問題，另外，其電路實現(xiàn)也比較復雜。
2.2 數(shù)值抖動消除電路設計
鑒于以上的問題，可以采用圖8所示框圖來實現(xiàn)數(shù)字AGC功能。主射頻通路與圖1所示框圖相同，不同在于對數(shù)字步進衰減器的控制上，通過微帶耦合的方式耦合兩路進行功率檢測，其中的耦合度相差值很小，這樣保證功率檢測的模擬電壓值相差很小，經(jīng)過ADC后，其轉(zhuǎn)換的數(shù)字信號相差很小，但有一定差值。兩路中一路與圖1中所示的控制衰減信號的框圖相同，第二路用兩個D觸發(fā)器將前后兩個脈沖的輸出數(shù)字信號進行暫存，并輸入異或門電路，用異或門的輸出控制另一路D觸發(fā)器的時鐘。這樣，只有第二路模數(shù)轉(zhuǎn)換時數(shù)字信號前后兩個脈沖發(fā)生了跳變，異或門的輸出才會為高電平，第一路的D觸發(fā)器的時鐘才有效。如果此時第一路模數(shù)轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)字信號也發(fā)生跳變，則第一路D觸發(fā)器的輸出數(shù)字信號會發(fā)生改變，即整個電路實現(xiàn)了增益調(diào)節(jié)，而若第一路模數(shù)轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)字信號維持不變，則第一路D觸發(fā)器的輸出數(shù)字信號也會維持不變，即整個電路沒有進行增益調(diào)整。由于可以調(diào)節(jié)兩個耦合支路的檢波器輸出的模擬電壓，使得ADC在模擬輸入不變的條件下不同時出現(xiàn)跳變，因此，上述電路可以消除ADC的數(shù)值抖動。只有輸入模擬信號發(fā)生了改變，兩路的ADC電路的輸出數(shù)字信號才會同時發(fā)生變化，也才會使得控制數(shù)字步進衰減器衰減量的數(shù)字信號發(fā)生改變，從而進行增益調(diào)整。不難看出，對數(shù)字步進衰減器衰減量的控制是實時的，即實現(xiàn)了AGC的實時性。在相同的采樣速率下，本文提出的AGC電路反應時間[t1]與文獻[12]的AGC電路反應時間[t2]用模數(shù)轉(zhuǎn)換的位數(shù)[a]表示，它們的關系為：
[t1t2=22a-1≈21-a] (6)
從式(2)可以看出，ADC的位數(shù)越多，則本文提出的硬件實現(xiàn)的實時控制能力越明顯。
圖8 模數(shù)轉(zhuǎn)換數(shù)值抖動消除的數(shù)字AGC框圖
3 測試結果
通過圖4所示的測試設備，對按照圖8設計的數(shù)字AGC板(圖4中DUT)進行測試，數(shù)字AGC板能夠很好實現(xiàn)AGC功能，其信號電平控制的精度在0.5 dB左右。在測試過程中，輸入射頻信號按照0.1 dB的步進增大，輸出射頻信號的頻譜沒有被惡化，即完全消除了ADC的數(shù)值抖動問題。
4 結 論
本文通過使用功率檢測芯片，多級放大器組成的固定增益放大電路，數(shù)字步進衰減器，模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片實現(xiàn)了數(shù)字AGC的功能，并且增益控制直接用ADC輸出的數(shù)字信號來實現(xiàn)。通過采用一路功率檢測電路和ADC電路來控制D觸發(fā)器的時鐘信號，另一路功率檢測電路和ADC電路輸出的信號作為D觸發(fā)器的數(shù)據(jù)輸入，實現(xiàn)了模數(shù)轉(zhuǎn)換中的數(shù)值抖動消除，提高了數(shù)字AGC電路的整體性能。
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